D類(lèi)放大器于1958年首次提出，近年來(lái)越來(lái)越受歡迎。什么是D類(lèi)放大器？它們與其他類(lèi)型的放大器相比如何？為什么 D 類(lèi)對(duì)音頻感興趣？制造“好”音頻D類(lèi)放大器需要什么？ADI公司的D類(lèi)放大器產(chǎn)品有哪些特點(diǎn)？在以下頁(yè)面中找到所有這些問(wèn)題的答案。

音頻放大器背景

音頻放大器的目標(biāo)是在產(chǎn)生聲音的輸出元件上以所需的音量和功率水平再現(xiàn)輸入音頻信號(hào)，忠實(shí)、高效且低失真。音頻頻率范圍約為 20 Hz 至 20 kHz，因此放大器在此范圍內(nèi)必須具有良好的頻率響應(yīng)（驅(qū)動(dòng)頻段受限揚(yáng)聲器（如低音揚(yáng)聲器或高音揚(yáng)聲器）時(shí)頻率響應(yīng)較?。?。功率能力因應(yīng)用而異，從耳機(jī)中的毫瓦到電視或 PC 音頻中的幾瓦，再到“迷你”家庭立體聲和汽車(chē)音頻的數(shù)十瓦，再到更強(qiáng)大的家庭和商業(yè)音響系統(tǒng)的數(shù)百瓦及以上，以及讓劇院或禮堂充滿(mǎn)聲音。

音頻放大器的簡(jiǎn)單模擬實(shí)現(xiàn)使用線(xiàn)性模式下的晶體管來(lái)創(chuàng)建輸出電壓，該輸出電壓是輸入電壓的縮放副本。正向電壓增益通常很高（至少40 dB）。如果前向增益是反饋環(huán)路的一部分，則總環(huán)路增益也將很高。通常使用反饋是因?yàn)楦攮h(huán)路增益可提高性能，從而抑制正向路徑非線(xiàn)性引起的失真，并通過(guò)提高電源抑制（PSR）來(lái)降低電源噪聲。

D類(lèi)放大器的優(yōu)勢(shì)

在傳統(tǒng)的晶體管放大器中，輸出級(jí)包含提供瞬時(shí)連續(xù)輸出電流的晶體管。音頻系統(tǒng)的許多可能實(shí)現(xiàn)包括A類(lèi)、AB類(lèi)和B類(lèi)設(shè)計(jì)，與D類(lèi)設(shè)計(jì)相比，即使是最高效的線(xiàn)性輸出級(jí)，輸出級(jí)功耗也很大。這種差異在許多應(yīng)用中具有明顯的D類(lèi)優(yōu)勢(shì)，因?yàn)檩^低的功耗產(chǎn)生的熱量更少，節(jié)省了電路板空間和成本，并延長(zhǎng)了便攜式系統(tǒng)的電池壽命。

線(xiàn)性放大器、D類(lèi)放大器和功耗

線(xiàn)性放大器輸出級(jí)直接連接到揚(yáng)聲器（在某些情況下通過(guò)電容器）。如果在輸出級(jí)使用雙極結(jié)型晶體管（BJT），它們通常以線(xiàn)性模式工作，集電極-發(fā)射極電壓較大。輸出級(jí)也可以用MOS晶體管實(shí)現(xiàn)，如圖1所示。

圖1.CMOS線(xiàn)性輸出級(jí)。

功率在所有線(xiàn)性輸出級(jí)中耗散，因?yàn)楫a(chǎn)生過(guò)程在外 不可避免地導(dǎo)致非零我DS 和在DS 在至少一個(gè)輸出晶體管中。功耗很大程度上取決于用于偏置輸出晶體管的方法。

A 類(lèi)拓?fù)涫褂闷渲幸粋€(gè)晶體管作為直流電流源，能夠提供揚(yáng)聲器所需的最大音頻電流。A類(lèi)輸出級(jí)可以達(dá)到良好的音質(zhì)，但功耗過(guò)大，因?yàn)檩^大的直流偏置電流通常會(huì)流過(guò)輸出級(jí)晶體管（我們不需要它的地方），而不會(huì)輸送到揚(yáng)聲器（我們確實(shí)想要它）。

B 類(lèi)拓?fù)湎酥绷髌秒娏?，功耗顯著降低。其輸出晶體管以推挽方式單獨(dú)控制，允許 MH 器件向揚(yáng)聲器提供正電流，ML 吸收負(fù)電流。這降低了輸出級(jí)功耗，只有信號(hào)電流傳導(dǎo)通過(guò)晶體管。然而，當(dāng)輸出電流通過(guò)零并且晶體管在開(kāi)和關(guān)條件之間變化時(shí)，由于非線(xiàn)性行為（交越失真），B類(lèi)電路的音質(zhì)較差。

AB類(lèi)是A類(lèi)和B類(lèi)的混合折衷方案，使用一些直流偏置電流，但遠(yuǎn)低于純A類(lèi)設(shè)計(jì)。小直流偏置電流足以防止交越失真，從而實(shí)現(xiàn)良好的音質(zhì)。功耗雖然在A類(lèi)和B類(lèi)限制之間，但通常更接近B類(lèi)。需要一些類(lèi)似于B類(lèi)電路的控制，以允許AB類(lèi)電路提供或吸收大輸出電流。

遺憾的是，即使是設(shè)計(jì)良好的AB類(lèi)放大器也具有顯著的功耗，因?yàn)槠渲袡n輸出電壓通常遠(yuǎn)離正電源軌或負(fù)電源軌。因此，漏源電壓降大，從而產(chǎn)生顯著的我DS ×在DS瞬時(shí)功耗。

由于采用了不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（圖 2），D 類(lèi)放大器的功耗遠(yuǎn)低于上述任何一種。其輸出級(jí)在正電源和負(fù)電源之間切換，以產(chǎn)生一系列電壓脈沖。該波形對(duì)于功耗是良性的，因?yàn)檩敵鼍w管在不開(kāi)關(guān)時(shí)電流為零，并且電流低在DS 當(dāng)它們傳導(dǎo)電流時(shí)，因此給出更小我DS× VDS.

圖2.D類(lèi)開(kāi)環(huán)放大器框圖。

由于大多數(shù)音頻信號(hào)不是脈沖序列，因此必須包括調(diào)制器以將音頻輸入轉(zhuǎn)換為脈沖。脈沖的頻率成分包括所需的音頻信號(hào)和與調(diào)制過(guò)程相關(guān)的重要高頻能量。通常在輸出級(jí)和揚(yáng)聲器之間插入低通濾波器，以最大程度地減少電磁干擾（EMI），并避免用過(guò)多的高頻能量驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器。濾波器（圖3）需要無(wú)損（或幾乎無(wú)損），以保持開(kāi)關(guān)輸出級(jí)的功耗優(yōu)勢(shì)。濾波器通常使用電容器和電感器，唯一有意耗散的元件是揚(yáng)聲器。

圖3.差分開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和LC低通濾波器。

圖4比較了理想的輸出級(jí)功耗（P迪斯） 表示 A 類(lèi)和 B 類(lèi)放大器，測(cè)量 AD1994 D 類(lèi)放大器的功耗，與傳送到揚(yáng)聲器的功率（P負(fù)荷），給定音頻正弦波信號(hào)。功率數(shù)字被歸一化為功率級(jí)別，P負(fù)荷。.max，此時(shí)正弦被削波到足以引起 10% 的總諧波失真 （THD）。垂直線(xiàn)表示P負(fù)荷剪輯從哪個(gè)開(kāi)始。

圖4.A類(lèi)、B類(lèi)和D類(lèi)輸出級(jí)的功耗。

對(duì)于很寬的負(fù)載范圍，特別是在高值和中等值下，功率耗散的顯著差異是可見(jiàn)的。削波開(kāi)始時(shí)，D類(lèi)輸出級(jí)的耗散比B類(lèi)低約2.5倍，比A類(lèi)低27倍。 請(qǐng)注意，A類(lèi)輸出級(jí)消耗的功率多于輸送到揚(yáng)聲器的功率，這是使用大直流偏置電流的結(jié)果。

輸出級(jí)功率效率 Eff 定義為

削波開(kāi)始時(shí)，A 類(lèi)放大器的 Eff = 25%，B 類(lèi)放大器的 Eff = 78.5%，D 類(lèi)放大器的 Eff = 90%（見(jiàn)圖 5）。A類(lèi)和B類(lèi)的最佳情況值是教科書(shū)中經(jīng)常引用的值。

圖5.A 類(lèi)、B 類(lèi)和 D 類(lèi)輸出級(jí)的功率效率。

在中等功率水平下，功耗和效率的差異會(huì)擴(kuò)大。這對(duì)于音頻很重要，因?yàn)轫懥烈魳?lè)的長(zhǎng)期平均值比瞬時(shí)峰值電平低得多（20 到 <> 倍，具體取決于音樂(lè)類(lèi)型），后者接近P負(fù)荷。.max.因此，對(duì)于音頻放大器，[P負(fù)荷 = 0.1 ×P負(fù)荷。.max]是用于評(píng)估的合理平均功率水平P迪斯.在此水平上，D類(lèi)輸出級(jí)耗散比B類(lèi)小107倍，比A類(lèi)小<>倍。

適用于 10W 音頻放大器P負(fù)荷。.max，平均值P負(fù)荷1 W 可以被認(rèn)為是一個(gè)真實(shí)的聆聽(tīng)水平。在這種情況下，D類(lèi)輸出級(jí)內(nèi)部耗散282 mW，而B(niǎo)類(lèi)輸出級(jí)為2.53 W，A類(lèi)輸出級(jí)為30.2 W。在這種情況下，D類(lèi)效率從更高功率時(shí)的78%降低到90%。但即使是78%的效率也比B類(lèi)和A類(lèi)的效率要好得多，分別為28%和3%。

這些差異對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有重要影響。對(duì)于高于1 W的功率水平，線(xiàn)性輸出級(jí)的過(guò)度耗散需要采取大量的冷卻措施，以避免不可接受的加熱——通常使用大塊金屬板作為散熱器，或使用風(fēng)扇將空氣吹過(guò)放大器。如果放大器作為集成電路實(shí)現(xiàn)，則可能需要笨重且昂貴的熱增強(qiáng)型封裝來(lái)促進(jìn)傳熱。這些考慮因素在消費(fèi)類(lèi)產(chǎn)品中是繁重的，例如平板電視，其中空間非常寶貴，或者汽車(chē)音頻，其趨勢(shì)是將更多的通道數(shù)塞進(jìn)固定空間。

對(duì)于低于 1 W 的功率水平，浪費(fèi)功率可能比發(fā)熱更困難。如果由電池供電，線(xiàn)性輸出級(jí)將比D類(lèi)設(shè)計(jì)更快地耗盡電池電量。在上面的例子中，D類(lèi)輸出級(jí)的電源電流消耗比B類(lèi)低2.8倍，比A類(lèi)低23.6倍，導(dǎo)致手機(jī)、PDA和MP3播放器等產(chǎn)品中使用的電池的壽命有很大差異。

為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，到目前為止，分析僅集中在放大器輸出級(jí)上。然而，當(dāng)考慮放大器系統(tǒng)中的所有功耗源時(shí)，線(xiàn)性放大器在低輸出功率水平下可以比D類(lèi)放大器更有利。原因是在低電平下，產(chǎn)生和調(diào)制開(kāi)關(guān)波形所需的功率可能很大。因此，設(shè)計(jì)良好的中低功率AB類(lèi)放大器的全系統(tǒng)靜態(tài)耗散使其與D類(lèi)放大器具有競(jìng)爭(zhēng)力。不過(guò)，對(duì)于較高的輸出功率范圍，D類(lèi)功耗無(wú)疑更勝一籌。

D類(lèi)放大器術(shù)語(yǔ)，差分與單端版本

圖3顯示了D類(lèi)放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實(shí)現(xiàn)方案。該H橋具有兩個(gè)半橋開(kāi)關(guān)電路，為濾波器提供極性相反的脈沖，濾波器由兩個(gè)電感器、兩個(gè)電容器和揚(yáng)聲器組成。每個(gè)半橋包含兩個(gè)輸出晶體管——一個(gè)連接到正電源的高邊晶體管 （MH） 和一個(gè)連接到負(fù)電源的低邊晶體管 （ML）。這里的圖表顯示了高邊pMOS晶體管。高邊 nMOS 晶體管通常用于減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅(qū)動(dòng)技術(shù)來(lái)控制它們（延伸閱讀 1）。

全H橋電路通常采用單電源供電（VDD），接地用于負(fù)電源端子 （V黨衛(wèi)軍).對(duì)于給定的 VDD和 V黨衛(wèi)軍，電橋的差分特性意味著它可以提供兩倍的輸出信號(hào)和四倍的輸出功率。半橋電路可以由雙極性電源或單電源供電，但單電源版本施加了可能有害的直流偏置電壓VDD/2，在揚(yáng)聲器兩端，除非添加了阻斷電容器。

半橋電路的電源電壓總線(xiàn)可以通過(guò)來(lái)自L(fǎng)C濾波器的大電感電流“泵浦”超過(guò)其標(biāo)稱(chēng)值。泵浦瞬態(tài)的dV/dt可以通過(guò)在V之間增加較大的去耦電容來(lái)限制DD和 V黨衛(wèi)軍.全橋電路不會(huì)受到總線(xiàn)泵送的影響，因?yàn)榱魅肫渲幸粋€(gè)半橋的電感電流從另一個(gè)半橋流出，從而形成一個(gè)對(duì)電源干擾最小的本地電流環(huán)路。

音頻 D 類(lèi)放大器設(shè)計(jì)中的因素

較低的功耗為在音頻應(yīng)用中使用D類(lèi)提供了強(qiáng)烈的動(dòng)力，但設(shè)計(jì)人員面臨著重要的挑戰(zhàn)。其中包括：

輸出晶體管尺寸的選擇

輸出級(jí)保護(hù)

音質(zhì)

調(diào)制技術(shù)

電磁干擾

液相色譜濾波器設(shè)計(jì)

系統(tǒng)成本

輸出晶體管尺寸的選擇

選擇輸出晶體管尺寸以?xún)?yōu)化各種信號(hào)條件下的功耗。確保在DS進(jìn)行大型時(shí)保持較小我DS 需要導(dǎo)通電阻（R上）的輸出晶體管要小（通常為0.1歐姆至0.2歐姆）。但這需要具有較大柵極電容（CG).開(kāi)關(guān)電容的柵極驅(qū)動(dòng)電路消耗功率—簡(jiǎn)歷2f，其中C為電容，V為充電時(shí)的電壓變化，f為開(kāi)關(guān)頻率。如果電容或頻率過(guò)高，這種“開(kāi)關(guān)損耗”就會(huì)變得過(guò)大，因此存在實(shí)際上限。因此，晶體管尺寸的選擇是在最小化兩者之間進(jìn)行權(quán)衡我DS ×在DS 導(dǎo)通期間的損耗與最小化開(kāi)關(guān)損耗。在高輸出功率水平下，導(dǎo)電損耗將主導(dǎo)功耗和效率，而低輸出電平下的開(kāi)關(guān)損耗則主要由功耗決定。功率晶體管制造商試圖盡量減少R上 ×CG 產(chǎn)品，以降低開(kāi)關(guān)應(yīng)用中的整體功耗，并在開(kāi)關(guān)頻率選擇方面提供靈活性。

保護(hù)輸出級(jí)

必須保護(hù)輸出級(jí)免受許多潛在危險(xiǎn)條件的影響：

過(guò)熱：D類(lèi)的輸出級(jí)功耗雖然低于線(xiàn)性放大器，但如果放大器被迫長(zhǎng)時(shí)間提供非常高的功率，仍會(huì)達(dá)到危及輸出晶體管的水平。為了防止危險(xiǎn)的過(guò)熱，需要溫度監(jiān)控控制電路。在簡(jiǎn)單的保護(hù)方案中，當(dāng)輸出級(jí)的溫度（由片上傳感器測(cè)量）超過(guò)熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級(jí)被關(guān)斷，并保持關(guān)閉狀態(tài)，直到其冷卻下來(lái)。除了關(guān)于溫度是否超過(guò)關(guān)斷閾值的簡(jiǎn)單二進(jìn)制指示外，傳感器還可以提供額外的溫度信息。通過(guò)測(cè)量溫度，控制電路可以逐漸降低音量，降低功耗并將溫度保持在限制范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷事件期間強(qiáng)制實(shí)現(xiàn)可察覺(jué)的靜音期。

輸出晶體管中的電流過(guò)大：如果輸出級(jí)和揚(yáng)聲器端子正確連接，輸出晶體管的低導(dǎo)通電阻不是問(wèn)題，但如果這些節(jié)點(diǎn)無(wú)意中相互短路，或者與正極或負(fù)極電源短路，則會(huì)產(chǎn)生巨大的電流。如果不加以控制，這種電流會(huì)損壞晶體管或周?chē)碾娐?。因此，需?a target="_blank">電流檢測(cè)輸出晶體管保護(hù)電路。在簡(jiǎn)單的保護(hù)方案中，如果輸出電流超過(guò)安全閾值，則輸出級(jí)關(guān)斷。在更復(fù)雜的方案中，電流傳感器輸出被反饋到放大器，力求將輸出電流限制在最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續(xù)運(yùn)行而不關(guān)斷。在這些方案中，如果嘗試的限制被證明無(wú)效，則可以強(qiáng)制關(guān)閉作為最后的手段。有效的限流器還可以在揚(yáng)聲器諧振引起的瞬態(tài)電流較大的情況下保持放大器安全運(yùn)行。

欠壓：大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)電路只有在正電源電壓足夠高的情況下才能正常工作。如果存在欠壓情況，即電源過(guò)低，則會(huì)產(chǎn)生問(wèn)題。此問(wèn)題通常由欠壓鎖定電路處理，該電路僅當(dāng)電源電壓高于欠壓鎖定閾值時(shí)，才允許輸出級(jí)工作。

輸出晶體管導(dǎo)通時(shí)序：MH 和 ML 輸出級(jí)晶體管（圖 6）具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免MH和ML同時(shí)開(kāi)啟的情況非常重要，因?yàn)檫@會(huì)從V創(chuàng)建低電阻路徑DD到 V黨衛(wèi)軍通過(guò)晶體管和較大的直通電流。充其量，晶體管會(huì)發(fā)熱并浪費(fèi)功率;在最壞的情況下，晶體管可能會(huì)損壞。晶體管的先開(kāi)后合控制通過(guò)在打開(kāi)一個(gè)晶體管之前強(qiáng)制兩個(gè)晶體管關(guān)閉來(lái)防止擊穿條件。兩個(gè)晶體管關(guān)閉的時(shí)間間隔稱(chēng)為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。

圖6.輸出級(jí)晶體管的先開(kāi)后合開(kāi)關(guān)。

音質(zhì)

要實(shí)現(xiàn)D類(lèi)放大器的良好整體音質(zhì)，必須解決幾個(gè)問(wèn)題。

放大器打開(kāi)或關(guān)閉時(shí)發(fā)生的咔嗒聲和爆裂聲可能非常煩人。然而，遺憾的是，除非在放大器靜音或未靜音時(shí)特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級(jí)時(shí)序和LC濾波器狀態(tài)，否則它們很容易引入D類(lèi)放大器。

信噪比（SNR）：為避免放大器本底噪聲發(fā)出嘶嘶聲，便攜式應(yīng)用的低功耗放大器的信噪比通常應(yīng)超過(guò)90 dB，中等功率設(shè)計(jì)的信噪比應(yīng)超過(guò)100 dB，高功率設(shè)計(jì)的信噪比通常應(yīng)超過(guò)110 dB。這對(duì)于各種放大器方案都是可以實(shí)現(xiàn)的，但在放大器設(shè)計(jì)過(guò)程中必須跟蹤各個(gè)噪聲源，以確保獲得令人滿(mǎn)意的整體SNR。

失真機(jī)制：其中包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實(shí)現(xiàn)中的非線(xiàn)性，以及輸出級(jí)用于解決直通電流問(wèn)題的死區(qū)時(shí)間。

有關(guān)音頻信號(hào)電平的信息通常以D類(lèi)調(diào)制器輸出脈沖的寬度編碼。增加死區(qū)時(shí)間以防止輸出級(jí)直通電流會(huì)導(dǎo)致非線(xiàn)性時(shí)序誤差，從而在揚(yáng)聲器上產(chǎn)生與時(shí)序誤差與理想脈沖寬度成比例的失真。避免擊穿的最短死區(qū)時(shí)間通常最適合最小化失真;有關(guān)優(yōu)化開(kāi)關(guān)輸出級(jí)失真性能的詳細(xì)設(shè)計(jì)方法，請(qǐng)參見(jiàn)延伸閱讀2。

其他失真來(lái)源包括：輸出脈沖中的上升和下降時(shí)間不匹配、輸出晶體管柵極驅(qū)動(dòng)電路的時(shí)序特性不匹配以及LC低通濾波器組件的非線(xiàn)性。

電源抑制 （PSR）：在圖2電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到揚(yáng)聲器，抑制非常小。這是因?yàn)檩敵黾?jí)晶體管通過(guò)非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器可抑制高頻噪聲，但設(shè)計(jì)用于傳遞所有音頻，包括噪聲。有關(guān)單端和差分開(kāi)關(guān)輸出級(jí)電路中電源噪聲影響的良好描述，請(qǐng)參見(jiàn)進(jìn)一步閱讀3。

如果既不解決失真也不解決電源問(wèn)題，則很難實(shí)現(xiàn)優(yōu)于10 dB的PSR或優(yōu)于0.1%的總諧波失真（THD）。更糟糕的是，THD往往是聽(tīng)起來(lái)很糟糕的高階類(lèi)型。

幸運(yùn)的是，這些問(wèn)題有很好的解決方案。使用具有高環(huán)路增益的反饋（如許多線(xiàn)性放大器設(shè)計(jì)中所做的那樣）會(huì)有很大幫助。LC濾波器輸入端的反饋將大大提高PSR，并衰減所有非LC濾波器失真機(jī)制。LC濾波器非線(xiàn)性可以通過(guò)將揚(yáng)聲器包含在反饋環(huán)路中來(lái)衰減。PSR > 60 dB、THD < 0.01% 的發(fā)燒友級(jí)音質(zhì)可在精心設(shè)計(jì)的閉環(huán) D 類(lèi)放大器中實(shí)現(xiàn)。

然而，反饋使放大器設(shè)計(jì)復(fù)雜化，因?yàn)楸仨毥鉀Q環(huán)路穩(wěn)定性問(wèn)題（這是高階設(shè)計(jì)的重要考慮因素）。此外，連續(xù)時(shí)間模擬反饋對(duì)于捕獲有關(guān)脈沖時(shí)序錯(cuò)誤的重要信息是必要的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路來(lái)處理反饋信號(hào)。在集成電路放大器實(shí)現(xiàn)中，這會(huì)增加芯片成本。

為了最大限度地降低IC成本，一些供應(yīng)商傾向于最小化或消除模擬電路內(nèi)容。一些產(chǎn)品使用數(shù)字開(kāi)環(huán)調(diào)制器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器來(lái)檢測(cè)電源變化，并調(diào)整調(diào)制器的行為以進(jìn)行補(bǔ)償，如延伸閱讀3中所述。這可以改善PSR，但不能解決任何失真問(wèn)題。其他數(shù)字調(diào)制器試圖預(yù)補(bǔ)償預(yù)期的輸出級(jí)時(shí)序誤差，或校正調(diào)制器的非理想性。這至少可以部分解決一些失真機(jī)制，但不是全部。這些類(lèi)型的開(kāi)環(huán)D類(lèi)放大器可以處理容忍相當(dāng)寬松的音質(zhì)要求的應(yīng)用，但某種形式的反饋似乎是最佳音頻質(zhì)量所必需的。

調(diào)制技術(shù)

D類(lèi)調(diào)制器可以通過(guò)多種方式實(shí)現(xiàn)，并得到大量相關(guān)研究和知識(shí)產(chǎn)權(quán)的支持。本文將僅介紹基本概念。

所有D類(lèi)調(diào)制技術(shù)都將有關(guān)音頻信號(hào)的信息編碼為脈沖流。通常，脈沖寬度與音頻信號(hào)的幅度相關(guān)聯(lián)，脈沖的頻譜包括所需的音頻信號(hào)加上不需要的（但不可避免的）高頻內(nèi)容。所有方案中的總積分高頻功率大致相同，因?yàn)闀r(shí)域波形中的總功率相似，并且根據(jù)帕塞瓦爾定理，時(shí)域中的功率必須等于頻域中的功率。然而，能量的分布差異很大：在某些方案中，在低本底噪聲頂部有高能量音調(diào)，而在其他方案中，能量的形狀使得音調(diào)被消除，但本底噪聲更高。

最常見(jiàn)的調(diào)制技術(shù)是脈寬調(diào)制（PWM）。從概念上講，PWM將輸入音頻信號(hào)與以固定載波頻率運(yùn)行的三角形或斜坡波形進(jìn)行比較。這會(huì)在載波頻率處產(chǎn)生脈沖流。在載波的每個(gè)周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比與音頻信號(hào)的幅度成正比。在圖7的示例中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，因此對(duì)于0輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對(duì)于大正輸入，它接近 100%，對(duì)于大負(fù)輸入，它接近 0%。如果音頻幅度超過(guò)三角波的幅度，則發(fā)生完全調(diào)制，脈沖序列停止切換，單個(gè)周期內(nèi)的占空比為0%或100%。

圖7.PWM概念和示例。

PWM 之所以具有吸引力，是因?yàn)樗试S在幾百千赫茲的 PWM 載波頻率下實(shí)現(xiàn) 100 dB 或更好的音頻頻段 SNR，其低到足以限制輸出級(jí)的開(kāi)關(guān)損耗。此外，許多PWM調(diào)制器在接近100%調(diào)制時(shí)保持穩(wěn)定，在概念上允許高輸出功率 - 直到過(guò)載點(diǎn)。然而，PWM有幾個(gè)問(wèn)題：首先，PWM過(guò)程在許多實(shí)現(xiàn)中固有地增加了失真（延伸閱讀4）;接下來(lái)，PWM載波頻率的諧波在AM無(wú)線(xiàn)電頻段內(nèi)產(chǎn)生EMI;最后，PWM脈沖寬度在接近完全調(diào)制時(shí)變得非常小。這在大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)器電路中造成了問(wèn)題——由于驅(qū)動(dòng)能力有限，它們無(wú)法以再現(xiàn)幾納秒寬的短脈沖所需的過(guò)快速度正確開(kāi)關(guān)。因此，在基于PWM的放大器中，通常無(wú)法實(shí)現(xiàn)完全調(diào)制，從而將可實(shí)現(xiàn)的最大輸出功率限制在低于理論最大值的水平，理論最大值僅考慮電源電壓、晶體管導(dǎo)通電阻和揚(yáng)聲器阻抗。

PWM的替代方案是脈沖密度調(diào)制（PDM），其中給定時(shí)間窗口內(nèi)的脈沖數(shù)與輸入音頻信號(hào)的平均值成正比。單個(gè)脈沖寬度不能像PWM那樣任意，而是被“量化”為調(diào)制器時(shí)鐘周期的倍數(shù)。1位Σ-Δ調(diào)制是PDM的一種形式。

Σ-Δ 中的大部分高頻能量分布在很寬的頻率范圍內(nèi)，不像 PWM 那樣集中在載波頻率倍數(shù)的音調(diào)中，從而為Σ-Δ 調(diào)制提供了優(yōu)于 PWM 的潛在 EMI 優(yōu)勢(shì)。在PDM采樣時(shí)鐘頻率的圖像中仍然存在能量;但是，對(duì)于3 MHz至6 MHz的典型時(shí)鐘頻率，鏡像在音頻頻段之外，并且被LC低通濾波器強(qiáng)烈衰減。

Σ-Δ的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是最小脈沖寬度為一個(gè)采樣時(shí)鐘周期，即使對(duì)于接近完全調(diào)制的信號(hào)條件也是如此。這簡(jiǎn)化了柵極驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)，并允許在理論上全功率下安全運(yùn)行。盡管如此，1位Σ-Δ調(diào)制并不常用于D類(lèi)放大器（延伸閱讀4），因?yàn)閭鹘y(tǒng)的1位調(diào)制器只能穩(wěn)定到50%調(diào)制。此外，至少需要64×過(guò)采樣才能實(shí)現(xiàn)足夠的音頻頻段SNR，因此典型輸出數(shù)據(jù)速率至少為1 MHz，電源效率有限。

最近，已經(jīng)開(kāi)發(fā)了自振蕩放大器，例如進(jìn)一步閱讀5中的放大器。這種類(lèi)型的放大器始終包括一個(gè)反饋環(huán)路，環(huán)路的特性決定了調(diào)制器的開(kāi)關(guān)頻率，而不是外部提供的時(shí)鐘。高頻能量通常比PWM更均勻地分布。由于反饋，可以實(shí)現(xiàn)出色的音頻質(zhì)量，但環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其他開(kāi)關(guān)電路同步，或者在不先將數(shù)字轉(zhuǎn)換為模擬的情況下連接到數(shù)字音頻源。

全橋電路（圖 3）可以使用“3 態(tài)”調(diào)制來(lái)降低差分 EMI。在傳統(tǒng)的差分操作中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。僅存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出 A 高電平，輸出 B 低電平;和 A 低，B 高。然而，存在兩種額外的共模狀態(tài)，其中兩個(gè)半橋輸出的極性相同（高電平或低電平）。這些共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)結(jié)合使用，以產(chǎn)生3態(tài)調(diào)制，其中LC濾波器的差分輸入可以是正、0或負(fù)。0 狀態(tài)可用于表示低功率電平，而不是像 2 態(tài)方案中那樣在正負(fù)狀態(tài)之間切換。在0狀態(tài)期間，LC濾波器中發(fā)生的差分活動(dòng)非常小，從而降低了差分EMI，但實(shí)際上增加了共模EMI。差分優(yōu)勢(shì)僅適用于低功率水平，因?yàn)檎?fù)狀態(tài)仍必須用于向揚(yáng)聲器提供大量功率。3態(tài)調(diào)制方案中不同的共模電壓電平給閉環(huán)放大器帶來(lái)了設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

馴服電磁干擾

D類(lèi)放大器輸出的高頻成分值得認(rèn)真考慮。如果理解和管理不當(dāng)，這些組件會(huì)產(chǎn)生大量EMI并中斷其他設(shè)備的運(yùn)行。

關(guān)注兩種類(lèi)型的EMI：輻射到空間的信號(hào)和通過(guò)揚(yáng)聲器和電源線(xiàn)傳導(dǎo)的信號(hào)。D類(lèi)調(diào)制方案確定傳導(dǎo)和輻射EMI分量的基線(xiàn)頻譜。但是，可以使用一些板級(jí)設(shè)計(jì)技術(shù)來(lái)降低D類(lèi)放大器發(fā)出的EMI，盡管其基準(zhǔn)頻譜。

一個(gè)有用的原理是最小化承載高頻電流的環(huán)路面積，因?yàn)橄嚓P(guān)EMI的強(qiáng)度與環(huán)路面積以及環(huán)路與其他電路的接近程度有關(guān)。例如，整個(gè)LC濾波器（包括揚(yáng)聲器接線(xiàn)）的布局應(yīng)盡可能緊湊，并靠近放大器。電流驅(qū)動(dòng)和返回路徑的走線(xiàn)應(yīng)保持在一起，以盡量減少環(huán)路面積（使用雙絞線(xiàn)作為揚(yáng)聲器線(xiàn)很有幫助）。另一個(gè)需要關(guān)注的地方是切換輸出級(jí)晶體管的柵極電容時(shí)發(fā)生的大電荷瞬變。通常，該電荷來(lái)自?xún)?chǔ)能電容，形成包含兩種電容的電流環(huán)路。通過(guò)最小化環(huán)路面積，可以減小該環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，這意味著將儲(chǔ)能電容盡可能靠近其充電的晶體管。

有時(shí)，將RF扼流圈與放大器的電源串聯(lián)是有幫助的。如果放置得當(dāng)，它們可以將高頻瞬態(tài)電流限制在放大器附近的本地環(huán)路，而不是沿著電源線(xiàn)長(zhǎng)距離傳導(dǎo)。

如果柵極驅(qū)動(dòng)非重疊時(shí)間很長(zhǎng)，來(lái)自揚(yáng)聲器或LC濾波器的電感電流可能會(huì)正向偏置輸出級(jí)晶體管端子上的寄生二極管。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管上的偏置從正向變?yōu)榉聪颉Ｔ诙O管完全關(guān)斷之前，較大的反向恢復(fù)電流尖峰可能會(huì)流動(dòng)，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。這個(gè)問(wèn)題可以通過(guò)保持非常短的非重疊時(shí)間來(lái)最小化（也建議盡量減少音頻失真）。如果反向恢復(fù)行為仍然不可接受，肖特基二極管可以與晶體管的寄生二極管并聯(lián)，以轉(zhuǎn)移電流并防止寄生二極管導(dǎo)通。這很有幫助，因?yàn)樾ぬ鼗O管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。

帶有環(huán)形電感磁芯的LC濾波器可以最大限度地減少放大器電流產(chǎn)生的雜散場(chǎng)線(xiàn)。來(lái)自更便宜的鼓芯的輻射可以通過(guò)屏蔽來(lái)減少，這是成本和EMI性能之間的良好折衷 - 如果注意確保屏蔽不會(huì)不可接受的降低揚(yáng)聲器的電感線(xiàn)性度和音質(zhì)。

液相色譜濾波器設(shè)計(jì)

為了節(jié)省成本和電路板空間，大多數(shù)用于D類(lèi)放大器的LC濾波器都是二階低通設(shè)計(jì)。圖3顯示了二階LC濾波器的差分版本。揚(yáng)聲器用于抑制電路的固有共振。雖然揚(yáng)聲器阻抗有時(shí)近似為簡(jiǎn)單的電阻，但實(shí)際阻抗更復(fù)雜，可能包括重要的無(wú)功分量。為了在濾波器設(shè)計(jì)中獲得最佳效果，應(yīng)始終尋求使用準(zhǔn)確的揚(yáng)聲器型號(hào)。

常見(jiàn)的濾波器設(shè)計(jì)選擇是瞄準(zhǔn)最低帶寬，從而將目標(biāo)最高音頻頻率下的濾波器響應(yīng)下降降至最低。典型濾波器具有40 kHz巴特沃茲響應(yīng)（以實(shí)現(xiàn)最大平坦通帶），如果高達(dá)1 kHz的頻率需要小于20 dB的下降。表中的標(biāo)稱(chēng)分量值給出了常見(jiàn)揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn) L 和 C 值的近似巴特沃茲響應(yīng)：

如果設(shè)計(jì)不包括來(lái)自揚(yáng)聲器的反饋，揚(yáng)聲器的THD將對(duì)LC濾波器元件的線(xiàn)性度敏感。

電感器設(shè)計(jì)因素： 設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀以及繞組電阻。

額定電流：所選內(nèi)核的額定電流應(yīng)高于最高預(yù)期放大器電流。原因是，如果電流超過(guò)額定電流閾值且磁通密度過(guò)高，許多電感磁芯將磁飽和，從而導(dǎo)致不必要的電感急劇降低。

電感是通過(guò)在磁芯上纏繞一根導(dǎo)線(xiàn)而形成的。如果匝數(shù)很多，則與總導(dǎo)線(xiàn)長(zhǎng)度相關(guān)的電阻很大。由于該電阻在半橋和揚(yáng)聲器之間串聯(lián)，因此一些輸出功率將在其中耗散。如果電阻太高，請(qǐng)使用較粗的導(dǎo)線(xiàn)或?qū)⒋判靖鼡Q為需要較少導(dǎo)線(xiàn)匝數(shù)以提供所需電感的其他材料。

最后，不應(yīng)忘記，如上所述，所使用的電感器形式會(huì)影響EMI。

系統(tǒng)成本

影響使用 D 類(lèi)放大器的音頻系統(tǒng)總成本的重要因素是什么？我們?nèi)绾尾拍茏畲笙薅鹊亟档统杀荆?/p>

D類(lèi)放大器的有源元件是開(kāi)關(guān)輸出級(jí)和調(diào)制器。該電路的構(gòu)建成本與模擬線(xiàn)性放大器大致相同。真正的權(quán)衡發(fā)生在考慮系統(tǒng)的其他組件時(shí)。

D類(lèi)的較低耗散節(jié)省了散熱器或風(fēng)扇等冷卻設(shè)備的成本（和空間）。D類(lèi)集成電路放大器可能能夠使用比線(xiàn)性放大器更小、更便宜的封裝。當(dāng)從數(shù)字音頻源驅(qū)動(dòng)時(shí)，模擬線(xiàn)性放大器需要D/A轉(zhuǎn)換器（DAC）將音頻轉(zhuǎn)換為模擬形式。模擬輸入D類(lèi)放大器也是如此，但數(shù)字輸入類(lèi)型有效地集成了DAC功能。

另一方面，D類(lèi)的主要成本缺點(diǎn)是LC濾波器。元件（尤其是電感器）占用電路板空間并增加費(fèi)用。在大功率放大器中，整體系統(tǒng)成本仍然具有競(jìng)爭(zhēng)力，因?yàn)長(zhǎng)C濾波器成本被冷卻設(shè)備的大量節(jié)省所抵消。但在成本敏感的低功耗應(yīng)用中，電感器費(fèi)用變得繁重。在極端情況下，例如便宜的手機(jī)放大器，放大器IC可能比LC濾波器的總成本便宜。此外，即使忽略貨幣成本，LC濾波器占用的電路板空間在小尺寸應(yīng)用中也可能是一個(gè)問(wèn)題。

為了解決這些問(wèn)題，有時(shí)完全取消了LC濾波器，以創(chuàng)建一個(gè)無(wú)濾波器放大器。這樣可以節(jié)省成本和空間，但失去了低通濾波的優(yōu)勢(shì)。如果沒(méi)有濾波器，EMI和高頻功耗可能會(huì)增加得令人無(wú)法接受——除非揚(yáng)聲器是電感性的，并且非?？拷糯笃鳎駝t電流環(huán)路面積最小，功率水平保持較低水平。雖然在手機(jī)等便攜式應(yīng)用中通?？尚校珜?duì)于家庭立體聲音響等更高功率的系統(tǒng)是不可行的。

另一種方法是盡量減少每個(gè)音頻通道所需的LC濾波器組件數(shù)量。這可以通過(guò)使用單端半橋輸出級(jí)來(lái)實(shí)現(xiàn)，該級(jí)需要的L和C數(shù)量?jī)H為差分全橋電路所需數(shù)量的一半。但是，如果半橋需要雙極性電源，則與產(chǎn)生負(fù)電源相關(guān)的費(fèi)用可能令人望而卻步，除非負(fù)電源已經(jīng)用于其他目的，或者放大器有足夠的音頻通道來(lái)攤銷(xiāo)負(fù)電源的成本?；蛘撸霕蚩梢杂蓡坞娫垂╇?，但這會(huì)降低輸出功率，并且通常需要一個(gè)大的隔直電容。

ADI公司的D類(lèi)放大器

剛才討論的所有設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)加起來(lái)可能是一個(gè)相當(dāng)苛刻的項(xiàng)目。為了節(jié)省設(shè)計(jì)人員的時(shí)間，ADI公司提供各種D類(lèi)放大器集成電路，包括可編程增益放大器、調(diào)制器和功率輸出級(jí)。為了簡(jiǎn)化評(píng)估，每種放大器類(lèi)型都提供演示板以簡(jiǎn)化評(píng)估。這些電路板的PCB布局和物料清單可作為可行的參考設(shè)計(jì)，幫助客戶(hù)快速設(shè)計(jì)工作、經(jīng)濟(jì)高效的音頻系統(tǒng)，而無(wú)需“重新發(fā)明輪子”來(lái)解決主要的D類(lèi)放大器設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

例如，考慮AD1990、AD1992和AD1994，AD5系列雙功放IC，面向需要兩個(gè)通道的中等功率立體聲或單聲道應(yīng)用，每通道輸出功率分別高達(dá)10、25和<> W。 以下是這些IC的一些特性：

AD1994 D類(lèi)音頻功率放大器集成了兩個(gè)可編程增益放大器、兩個(gè)Σ-Δ調(diào)制器和兩個(gè)功率輸出級(jí)，可驅(qū)動(dòng)家庭影院、汽車(chē)和PC音頻應(yīng)用中的全H橋連接負(fù)載。它生成的開(kāi)關(guān)波形可以驅(qū)動(dòng)立體聲揚(yáng)聲器，每個(gè)揚(yáng)聲器高達(dá)25 W，或單個(gè)揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)50 W單聲道，效率為90%。其單端輸入施加于可編程增益放大器（PGA），增益可設(shè)置為0、6、12和18 dB，以處理低電平信號(hào)。

該器件具有針對(duì)過(guò)熱、過(guò)流和擊穿電流等輸出級(jí)危險(xiǎn)的集成保護(hù)。由于采用了特殊的定時(shí)控制、軟啟動(dòng)和直流偏移校準(zhǔn)，與靜音相關(guān)的咔嗒聲和爆裂聲極少。規(guī)格包括 0.001% THD、105dB 動(dòng)態(tài)范圍和 >60 dB PSR，使用來(lái)自開(kāi)關(guān)輸出級(jí)的連續(xù)時(shí)間模擬反饋和優(yōu)化的輸出級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)。其 1 位 Σ-Δ 調(diào)制器特別針對(duì) D 類(lèi)應(yīng)用進(jìn)行了增強(qiáng)，可實(shí)現(xiàn) 500 kHz 的平均數(shù)據(jù)頻率、高達(dá) 90% 調(diào)制的高環(huán)路增益和全調(diào)制的穩(wěn)定性。獨(dú)立調(diào)制器模式允許其驅(qū)動(dòng)外部 FET 以獲得更高的輸出功率。

PGA、調(diào)制器和數(shù)字邏輯采用5 V電源，開(kāi)關(guān)輸出級(jí)采用8 V至20 V高壓電源。相關(guān)參考設(shè)計(jì)符合 FCC B 類(lèi) EMI 要求。采用6 V和5 V電源驅(qū)動(dòng)12 Ω負(fù)載時(shí)，AD1994靜態(tài)功耗為487 mW，710 × 2 W輸出電平功耗為1 mW，省電模式下功耗為0.27 mW。采用 64 引腳 LFCSP 封裝，額定溫度范圍為 –40°C 至 +85°C

審核編輯：郭婷